Технический форум UT2FW

Михаил, извиняться не нужно - всё в тему, спасибо за теоретический Ликбез - много полезной инфо, дабы самому не рыться в лит-ре.
Теория - это классно - всё можно заранее рассчитать-прикинуть и потом принимать решение - есть ли смысл воплощать в железе. Но теория хороша в лаборатории, а вот практика - сказал бы так - практика - это "матушка" того, что мы в итоге и пользуем. На практике сплошь и рядом возникает ситуация, когда в теории всё классно, а на практике, например - поставщики не могут привезти элементарные винты для крепления выбранного теоретически разъёма. Приходится переразводить плату под те, которые в наличии - топология платы меняется, а что такое изменение топологии в ВЧ технике, думаю, объяснять никому не нужно. Или взять те же реле - приходится их все вскрывать и смотреть как они внутри выполнены - при теоритическом моделировании никак не учтёшь их конструкцию - на сей день часто производитель просто не даёт полных параметров на свой продукт. Т.е. итоговое "одобрям-с" всё равно остаётся за практикой. И не в плане, что теория плоха - засада в том, что частенько невозможно получить все полные исходные данные для расчёта.
Теперь ещё немного из "практики" - Юрий RV3DLX хорошо в эту тему привёл инфо, т.е. именно конечный результат, который и важен пользователю. Немного "растяну" свой ответ, дабы было понятнее. Вопрос к спецам - зеркалка где находится у этой техники?

_________________
Aleksandr

Я, конечно, прошу прощения, что описываю явления, не прикладывая ни структурных схем, ни их математических моделей. Наверное, всё-же здесь не тот формат. Я привожу уже готовые выводы, сделанные из анализа этих моделей. Так сказать, физический смысл абстрактных формул, или то, что за ними скрывается.

Чтобы частично компенсировать недостаток исходного материала, я приведу ссылку на свою методичку, по которой у меня учатся студенты. В ней лабораторная работа №2 (см. начиная со стр. 15) посвящена как раз исследованию комплексных сигналов в целом и комплексной огибающей (complex envelope) - в частности. Там дана и теоретическая часть в виде математических моделей этих сигналов, и практическая часть в виде функциональной схемы лабораторного макета для Matlab (см. рис. 2.4) с заданием для исследования. Как видно из рисунка, это не что иное, как аналоговая часть (до АЦП) классического SDR. Эту же схему можно рассматривать в качестве модели урезанного DDC, с отсутствующим дециматором.

Исследование сигналов и методов модуляции. Практикум

Я прекрасно представляю и понимаю все процессы происходящие в "классическом СДРе" и где расположена зеркалка, как при приеме, так и при передаче. Процессы происходящие в устройствах с прямой оцифровкой я не очень хорошо себе представляю, интуитивно понимаю, что этой самой зеркалки там быть не должно, что и вижу на практике. Поэтому тоже хотел бы получить ответ на вопрос, который задает Александр, а в каком месте по частоте нужно искать эту зеркалку по отношению к частоте приема или передачи.
Юрий.
P.S. Тоже хочу сказать спасибо Михаилу за ликбез по этой теме!

Мы говорим немного о разных вещах и подходим к делу с разных сторон. Есть теория и теория. Эти теории изучают модели разных уровней.

Те мат. модели, которые описываю я, - они отражают базовый, функциональный принцип работы исследуемого устройства безотносительно к его конкретной реализации (которая может быть физически различной, и это зависит от фантазии и квалификации разработчика), диапазона рабочих частот (это всё легко масштабируется), и т. д. Одни и те же математические модели описывают процессы, происходящие в разных физических средах - механической, пневматической, гидравлической, электрической и т. д. На этом уровне отсекается всё второстепенное, а оставляется только общее и существенное. На этом уровне идет подготовка специалистов в университетах, пишутся диссертации и кипят научные споры.

Вы же подходите к делу именно со стороны разработки физической реализации этих функциональных моделей, чтобы грамотно спроектировать топологию, выбрать комплектующие, и т.д. Это другой уровень, и здесь теория тоже очень важна. На этом уровне модели зачастую бывают существенно сложнее, т.к. тут уже приходится учитывать рабочие диапазоны частот, рассчитывать волновые сопротивления дорожек, разрабатывать технологические процессы и т.д. и т.п.

Два разных уровня теоретического исследования и моделирования. Оба нужны. Оба важны.

Если в DDC применяется единственное преобразование частоты, и на спектрограмме вы видите по центру шкалы частот ту частоту, на которую настроен LO квадратурного преобразователя в ПЛИС (скорее всего, у вас это именно так), то зеркалку надо искать точно в том же месте, что и в классическом SDR. То есть, симметрично относительно частоты середины шкалы спектрограммы. Эта центральная частота шкалы как раз и соответствует "нулевой промежуточной частоте" комплексного сигнала на выходе квадратурного преобразователя.

Кстати, в приведенной методичке на рис. 2.5 есть подсказка, где эту зеркалку искать. Там есть маленький бугорок спектра на частоте +0,2 Гц. Теоретически его быть не должно, он присутствует из-за погрешности вычисления спектра в простеньком спектроанализаторе Матлаба.

Для более развернутого ответа по вопросу описания функциональных внутренностей DDC, процессов и подводных камней мне нужно некоторое время. За выходные я его постараюсь найти.

Вот для иллюстрации, на вход Гермеса подан сигнал с уровнем -22dBm. Правее нулевой частоты на уровне шумовой дорожки видно что то. Если это зеркалка, то на это даже не стоит обращать внимания.
Юрий.

Да, никаких намеков на зеркалку на этой картинке нет

Пока для себя я вижу только преимущества трансивера с прямой оцифровкой перед традиционным СДРом, ну пожалуй есть и недостатки, опять же на мой взгляд, более высокая цена и невозможность изготовления в домашних условиях.
Юрий.

Рассмотрим типовую структуру КВ цифрового приемника с DDC дециматором (см. во вложении функциональную схему). Весь дальнейший расчет выполнен прикидочно, для того чтобы только отразить суть.

Для конкретности пусть частота дискретизации АЦП будет 100 МГц, а ширина целевой полосы выходного сигнала 2 МГц. Берем "с потолка" запас 0,5 МГц на неидеальность децимирующего фильтра, итого получаем частоту дискретизации комплексного выходного сигнала 2,5 МГц. Таким образом, в процессе обработки требуется понизить (децимировать) частоту дискретизации в 40 раз.

На выходе АЦП мы имеем вещественный дискретный сигнал с симметричным относительно нуля периодическим спектром (период 100 МГц). Вся дальнейшая обработка выполняется вычислительными алгоритмами ЦОС, то есть, достаточно точно. Первые этапы реализуются в большинстве современных ЦРПУ аппаратно в ПЛИС FPGA, т.к. требуется очень высокая производительность ЦОС. Однако время бежит, и сейчас алгоритмы ЦОС с достаточно высокой производительностью можно недорого распараллеливать и вычислять на GPU - видеокарте NVidia с поддержкой CUDA, СИ-подобного языка параллельных вычислений. Хватило бы скорости интерфейса закачать туда входной поток данных. В любом случае, такая архитектура относится к классу SDR, т. к. определяется и настраивается программно при помощи прошивок ПЛИС или программного обеспечения GPU/CPU.

Квадратурный преобразователь (DDS и два умножителя) формирует из этого вещественного сигнала комплексный дискретный сигнал и линейно сдвигает его спектр по оси частот так, чтобы центральная частота целевой полосы стала нулевой промежуточной частотой. При этом периодичность спектра сохраняется, но он перестает быть симметричным (это и понятно, сигнал стал комплексным). Цель дальнейшей фильтрации - из широкой 100-мегагерцовой полосы комплексного сигнала вырезать нужные нам 2 МГц в окрестности нулевой частоты с одновременным выполнением децимации. Эта операция выполняется параллельно в обоих I Q каналах независимо друг от друга обычными дискретными (цифровыми) вещественными фильтрами. Фильтры должны быть абсолютно идентичными. Рекомендуется применять нерекурсивные фильтры с симметричными коэффициентами.

Операция децимации заключается в отбрасывании лишних отсчетов дискретного сигнала. Грубо говоря, на выходе из сорока пар исходных отсчетов сигнала должна остаться только одна пара. Так просто их отбросить нельзя, иначе будет эффект спектральных наложений (алайзинг), т.к. по сути децимация - это дискретизация дискретного сигнала. Т.е. перед отбрасыванием мы должны спектр сигнала привести к требованиям по-Котельникову, отфильтровать те частоты, которые превышают новую частоту Найквиста. От рекурсивных фильтров отказываемся, т.к. нам не нужна кривая ФЧХ. Значит, нерекурсивный FIR фильтр должен быть немалого порядка, с хорошим скатом АЧХ - ведь на расфильтровку у нас есть всего 500 кГц запаса.

Анализируя эту ситуацию, мы видим, что у нас нет такого огромного вычислительного ресурса - ведь оба децимирующих FIR фильтра должны работать на полной скорости 100 MSPS. Да и вообще - наша дешевая ПЛИС не имеет столько встроенных умножителей для их реализации. Что делать?

Продолжение следует.

=========================================================
Ликбез про нерекурсивные (FIR, КИХ) и рекурсивные (IIR, БИХ) фильтры:
http://www.dsplib.ru/content/filters/ch10/ch10.html

На Краснодарском сайте активно обсуждаются несколько трансиверов с прямой оцифровкой (возможно не все знают). В теме Гермеса я выкладывал спектры передатчика Гермеса и СДР-1000. Ссылку прилагаю, эти спектры показаны в собщениях 715 и 717.
http://www.cqham.ru/forum/showthread.ph ... 32&page=72
Юрий.

Продолжение.

И тут нам на помощь приходит самая простейшая из всех простых форма реализации нерекурсивного фильтра - однородный фильтр. Это такой фильтр, все коэффициенты которого равны единице. То есть, он не требует умножителей совсем! Импульсная характеристика (взвешивающее окно) однородного фильтра - прямоугольная, а АЧХ (модуль преобразования Фурье импульсной характеристики) имеет многолепестковую форму, в которой лепестки образованы функцией вида |sinc x| = |sin x / x|. Затухание АЧХ в средних точках между лепестками бесконечное. Этот фильтр может быть реализован и в рекурсивном виде, так он получается еще проще - для децимирующего фильтра нужен всего один накапливающий сумматор (интегратор). Теория однородного фильтра изложена у Гольденберга на странице 77. Супостаты Гольденберга не читали, и рекурсивную реализацию однородного фильтра они обозвали CIC-фильтром (Cascaded Integral-Comb), или фильтром Хогенауэра. http://www.dsplib.ru/content/cic/cic.html

К нашей радости оказывается, что его АЧХ как нельзя лучше подходит для реализации децимирующего фильтра, т.к. имеет глубокие провалы как раз на тех частотах, где требуется давить "алиасы". См в предыдущем сообщении на средней картинке АЧХ 1-каскадного CIC, рассчитанного для коэффициента децимации 10. Ось частот отградуирована в долях от исходной частоты дискретизации, т.е. 0,5 - это исходная частота Найквиста.

На картинке красным цветом показаны полосы частот, которые нас не интересуют вообще и где АЧХ может быть абсолютно любой (это и не полезная полоса и не алиасы), зеленым цветом близ нулевой частоты показана полезная полоса 1 МГц (на картинке цвет плохо видно), также зеленым цветом вокруг провалов на частотах кратных новой частоте дискретизации 10 МГц (10, 20, 30, 40, 50 МГц) - показаны двухмегагерцовые участки "алиасов". К сожалению, эти провалы АЧХ не столь широки как нам хотелось бы, и на краях полезной полосы алиас первого порядка будет подавлен всего на 19 дБ. Это очень плохо.

Но в нашем арсенале есть испытанное средство - каскадирование. Так, шестикаскадный CIC фильтр с подавлением алиасов на -115 дБ нас уже вполне устроит (см. там же нижнюю картинку). За это мы должны заплатить ухудшившейся неравномерностью 0,9 дБ в целевой полосе, но это пустяки. При необходимости этот небольшой провал АЧХ можно потом скорректировать.

Таким образом, для данного проекта наш дециматор получается двухкаскадным.
В первом каскаде шестикаскадный CIC дециматор делит скорость потока данных на 10, во втором каскаде FIR дециматор подчищает огрехи CIC и делит ещё на 4. Во втором каскаде уже требуется настоящий FIR фильтр с умножителями. Но он будет работать на пониженной в 10 раз частоте по экономичной структурной схеме с работой умножителей в цикле и с пониженными требованиями к АЧХ, т.е. его порядок не будет высоким. И не отнимет у ПЛИС много ресурса. Часто для экономии умножителей применяют такую разновидность FIR фильтра как полудиапазонный (half-band) фильтр. У него половина коэффициентов равны нулю. Ну и, конечно, импульсная характеристика FIR фильтра должна быть обязательно симметричной (это означает, что фильтр имеет симметричные дублирующиеся коэффициенты) - это не только дает нам линейную ФЧХ, но и экономит память в ПЛИС для их хранения.

Если требуется более высокий суммарный коэффициент децимации, то выгодно второй FIR каскад дециматора ещё раздробить на подкаскады. Это нам даст ещё бОльшую экономию по умножителям.

Если наоборот, суммарный коэффициент децимации должен быть малым (на выходе нужна широкая полоса), то CIC уже не подойдет, и надо будет раскошеливаться на FIR с умножителями.

О подводных камнях.

Если ошибиться с выбором параметров децимирующих фильтров, то можно нарваться на внеполосные каналы приема, которые получаются из недостаточно подавленных алиасов.

Не надо забывать, что каждый каскад децимации должен сопровождаться расширением разрядности данных. Чем уже полоса, тем больше требуется разрядов для понижения шума округления (принцип обмена разрядности на ширину полосы действует и здесь).

Не надо скупиться на разрядности умножителей в квадратурном преобразователе по входу LO опорного сигнала. И сам опорный сигнал, формируемый методом прямого цифрового синтеза DDS, должен быть точным, насколько это возможно. Для повышения его точности часто применяют интерполяцию (если в ПЛИС есть лишние умножители). Иногда недостаточно точный опорный сигнал искусственно зашумляют (dithering, дизеризация) для уменьшения спуров, при этом мощность спуров размазывается по частоте, незначительно повышая шумовой пьедестал. Чтобы сэкономить память ПЛИС и не хранить в ней таблицу значений функции косинуса, для вычисления этих значений иногда применяют итерационный алгоритм CORDIC.

DDC можно реализовать и не на ПЛИС и избежать связанных с этим граблей, временнЫх и материальных затрат освоения программных пакетов разработки прошивок FPGA. Промышленность супостатов выпускает готовые микросхемы DDC, которые можно извне программировать в рамках выполняющейся функции (настраивать коэффициенты децимации каскадов, перестраивать синтезатор и т. д.). В этом случае структура DDC ЦРПУ будет состоять из УРЧ, входного ФНЧ, АЦП, микросхемы DDC, контроллера и интерфейса с ЭВМ.

Конечно, в таком коротком очерке нельзя рассмотреть все тонкости и нюансы реализации DDC и особенности аппаратной реализации ЦОС на ПЛИС. Но основной принцип и основные грабли должны быть понятны.

Литература по теме. Настоятельно рекомендую к изучению. Что не понятно - спрашивайте.

Сергиенко. Теоретические основы радиотехники

Сергиенко. Цифровая обработка сигналов

Гольденберг. Цифровая обработка сигналов

Специально не стал сразу "развивать тему" зеркалок и ты-ды, дабы дать высказаться спецам...
Теперь вернёмся к исходным, дабы немного прояснить "что есть что", т.к. подавляющее большинство аматоров просто глазеют на цифирки, абсолютно не задумываясь что они значат и насколько есть смысл за них "бороться".
Виктор, твоя цитата -
Что такое 50-55дБ? - это в 100000->250000 раз по мощности - т.е. 1Квт передатчик давится до 0,01-0,004Вт. Зеркалка примыкает непосредственно к каналу приёма. В итоге что имеем? Имеем в лучшем случае 30-35дБ т.н. "интермодов" своего сигнала - и они не связаны со структурой построения передатчика - они напрямую зависят от выходного каскада передатчика, а это на сегодня в 90% низковольтные полевики у которых параметр IMD не блещет. Да ещё с нашим менталитетом - типа: "Продам TS-2000 выходная мощность увеличена до 150Вт" - т.е. в ближней зоне к нашему сигналу никто не подползёт по частоте - а зеркалка у SDR-а где? Она и есть в ближней зоне от своего сигнала. В итоге что получаем? - в режиме ТХ наша зеркалка маскируется "стандартным" IMD ШПУ, а в режиме RX к нам просто никто не подползает по частоте ближе наших IMD передатчика. Т.е. в ближней зоне два 1кВт (мощности, которые мы как-то смогли бы услышать зеркалкой) просто не уживутся из своих IMD, а если кто-то дальний и появится в ближней зоне - он подавлен не хуже чем в 100000 раз. Поэтому и не вижу абсолютно никакого смысла "бороться" с зеркалками в SDR-е, если они подавлены не хуже 50дБ. А они и давятся влёгкую не менее такого значения. Для RX есть дополнительная приблуда в софте, которая "додавливает" более 80дБ, а для ТХ - качественное изготовление тракта ТХ, которое при всех "разбалансах" даёт подавление более 50дБ.
Могу понять ситуацию, когда есть два "ящика" по одинаковой цене - в одном зеркалка подавлена на 50дБ, во втором на 80дБ - выбор будет очевидным. Но когда "ящик" с 80дБ стОит в НЕСКОЛЬКО РАЗ ДОРОЖЕ - Виктор, объясни мне за ради чего отдавать денег столько, сколько стоят НЕСКОЛЬКО SDR-ов? Просто за ради пальцЫ? или из-за того, что на заборе написано 59+90дБ?
Лучше на сумму, которую стоит на сегодня DDC вариант - купить SDR и хорошие антенны - всегда будет лучше, нежели супер-пупер-современно DDC и веревка...

_________________
Aleksandr

Немного дополнил обе части сообщения по теме структуры DDC

Тоже проводили некоторые измерения на одном отечественном трансивере с DDC, картинки и цифры можно посмотреть http://zs-1.ru/index.php/forum/4-zs-1-t ... 112-tx-imd реализован алгоритм предискажений позволяющий уменьшить уровень TX IMD, который постоянно совершенствуется.